Circuito Chopper con Disparo por MOSFET” PDF

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Summary

El rendimiento de un regulador puede mejorarse si está diseñado para funcionar como un Chopper. En este caso, el voltaje de suministro de entrada se corta en segmentos y el nivel de voltaje de salida se decide por la relación entre los períodos de ON / OFF (Addowesh & Mohamad, 1989, págs. 669-683) L...

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TECNOLÓGICO NACIONAL DE MÉXICO Instituto Tecnológico de León

a

ELECTRÓNICA DE POTENCIA

“Circuito chopper con disparo por MOSFET”

#Mesa 5

Aguilera López Pablo David Castillo Sánchez Gustavo Escamilla Losoyo Jose De Jesús

Grupo: 7:00 – 8:45 am

Fecha de entrega: 26/11/19

PROFESOR Gustavo Moreno González Terán

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Índice Introducción ........................................................................................................................................ 3 Objetivo ............................................................................................................................................... 6 Procedimiento ..................................................................................................................................... 7 Resultados. ........................................................................................................................................ 13 Cálculos realizados ............................................................................................................................ 14 Anexo 1.............................................................................................................................................. 14 Anexo 2.............................................................................................................................................. 16 Conclusiones ..................................................................................................................................... 17 Bibliografía ........................................................................................................................................ 18

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Introducción Menciona (Khaled E., 1993, págs. 999-1013) que “un regulador de voltaje de CA es uno de los sistemas electrónicos de potencia utilizados para controlar un voltaje de CA de salida para rangos de potencia de unos pocos watts” (como en el caso de atenuadores de luz) hasta fracciones de megawatts (como en los sistemas de arranque por inducción en motores grandes). “El control de ángulo de fase por tiristores se usaba tradicionalmente en este tipo de regulador, esta técnica ofrece ventajas como la simplicidad y la capacidad de controlar grandes cantidades de energía económicamente” (Mazda, 1973). Sin embargo, tiene las siguientes desventajas inherentes: (1) Alto contenido armónico de bajo orden en la salida que resulta en una baja potencia factor, especialmente en grandes ángulos de disparo; y (2) forma de onda de voltaje de carga determinada por el ángulo de fase de carga, que también afecta al rango de control en términos de ángulo de disparo (Mazda, 1973). El rendimiento de un regulador puede mejorarse si está diseñado para funcionar como un Chopper. En este caso, el voltaje de suministro de entrada se corta en segmentos y el nivel de voltaje de salida se decide por la relación entre los períodos de ON / OFF (Addowesh & Mohamad, 1989, págs. 669683) La operación del modo Chopper puede ser realizado mediante el uso de dos interruptores de CA, uno conectado en serie y el otro en paralelo con la carga como se muestra en la (Imagen 1). Existen muchas opciones con respecto a las estrategias de disparo las cuales podrían ser: (a) Variable mark-to-space ratio; (b) PWM muestreado naturalmente; (c) PWM muestreado regularmente; (d) Eliminación armónica. Estas estrategias han sido estudiadas ampliamente por Mohamadein y Addoweesh (1989).

A continuación, se comenta una breve explicación del funcionamiento del circuito de la (¡Error! No se encuentra el origen de la referencia.): Al tener el diodo 𝐷1 entre la entrada del disparador y la entrada de descarga, el capacitor de temporización se cargará directamente a través de la resistencia 𝑅1 , ya que la resistencia 𝑅2 es efectivamente “eliminada” por el diodo, y el condensador se descarga normalmente a través de la resistencia, 𝑅2. Se puede conectar un diodo adicional, 𝐷2 en serie con la resistencia de descarga, 𝑅2 si es necesario, esto para garantizar que el condensador de temporización solo se cargará a través de 𝐷1 y no a través de la ruta paralela de 𝑅2 . Esto se debe a que, durante el proceso de carga, el diodo 𝐷2 está conectado en polarización inversa bloqueando el flujo de corriente a través de sí mismo. 3

Imagen 1 (a) circuito esquemático de CA; (b) función de conmutación y voltaje de salida.

Es importante mencionar este articulo ya que presenta un enfoque de análisis armónico que se emplea para determinar los espectros armónicos de la salida y entrada del Chopper Tal enfoque se aplica a una técnica de conmutación llamada Equal Time Ratio Control (ETRC). Como se mencionó anteriormente el control de un circuito chopper puede realizarse mediante una señal PWM, lo cual fue el caso de esta práctica, donde se utilizó para la generación de este un circuito integrado 555, un optoacoplador 4n25 un MOSFET irf540. El PWM generado con el circuito integrado 555 se realizó con una configuración de este llamada astable la cual es capaz de generar una modulación, el funcionamiento depende únicamente de los componentes externos al 555.

Imagen 2 circuito integrado 555 en modo astable.

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La etapa de aislamiento por parte de un optoacoplador 4n25 el cual consiste en un LED infrarrojo de arseniuro de galio y un fototransistor de silicio NPN, se dice que esta etapa es de aislamiento ya que permite una conexión eléctricamente aislada entre dos circuitos que operan a distintos voltajes. Comúnmente se usan con otros elementos de control como MOSFET’s, TRIACS, transistores de potencia, relevadores mecánicos etc. En este caso, cuando se usan en conjunto con otros circuitos electrónicos, el objetivo es aislar a la fuente del sistema de control de las perturbaciones que puedan ocasionar el encendido o apagado de los actuadores como motores, luces, etc. Por último, la etapa de conmutación, generada con el MOSFET 𝑖𝑟𝑓540, el funcionamiento de un transistor MOSFET se puede dividir en tres diferentes regiones de operación, dependiendo de las tensiones en sus terminales en el caso del ir540 al ser un transistor MOSFET NMOS de enriquecimiento se tienen las siguientes regiones:

Co rte Cuando 𝑉𝐺𝑆 < 𝑉𝑡ℎ Donde 𝑉𝑡ℎ es la tensión de umbral del transistor De acuerdo con el modelo básico del transistor, en esta región el dispositivo se encuentra apagado. No hay conducción entre la fuente y el drenador, de modo que el MOSFET se comporta como un interruptor abierto. Un modelo más exacto considera el efecto de la energía térmica descrita por la distribución de Boltzmann para las energías de los electrones, en donde se permite que los electrones con alta energía presentes en la fuente ingresen al canal y fluyan hacia el drenador. Esto ocasiona una corriente subumbral, que es una función exponencial de la tensión entre puerta-fuente.

Re gión li nea l u óh mic a Cuando 𝑉𝐺𝑆 > 𝑉𝑡ℎ 𝑦 𝑉𝐷𝑆 < ( 𝑉𝐺𝑆 – 𝑉𝑡ℎ ) Al polarizarse la puerta con una tensión mayor que la tensión de umbral, se crea una región de agotamiento en la región que separa la fuente y el drenador. Si esta tensión crece lo suficiente, aparecerán portadores minoritarios (huecos en PMOS, electrones en NMOS) en la región de agotamiento, que darán lugar a un canal de conducción. El transistor pasa entonces a estado de conducción, de modo que una diferencia de potencial entre drenador y fuente dará lugar a una corriente. El transistor se comporta como una resistencia controlada por la tensión de puerta.

S a t ur a ci ó n o a c ti v a Cuando 𝑉𝐺𝑆 > 𝑉𝑡ℎ 𝑦 𝑉𝐷𝑆 > ( 𝑉𝐺𝑆 – 𝑉𝑡ℎ ) Cuando la tensión entre drenador y fuente supera cierto límite, el canal de conducción bajo la puerta sufre un estrangulamiento en las cercanías del drenador y desaparece. La corriente que entra por el drenador y sale por la fuente no se interrumpe, ya que es debida al campo eléctrico entre ambos, pero se hace independiente de la diferencia de potencial entre ambos terminales. 5

Imagen 3 Corriente de drenador vs. tensión drenador-surtidor para distintos valores de; el límite entre la región lineal (óhmico) y la región de saturación (activa) se indica por la parábola en rojo.

Objetivo

Diseñar circuito Chopper utilizando un optoacoplador 4𝑛25 y un Mosfet 𝑖𝑟𝑓540. Diseñar un PWM que tenga un muestreo de la señal de AC de 7 veces.

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Procedimiento Al instalarse en la mesa correspondiente, iniciamos por conectar las puntas del osciloscopio, seguido de esto separamos los materiales a utilizar; para luego comenzar a armar el circuito calculado (Imagen 4). los cálculos se encuentran en el Anexo 2 de este documento.

Imagen 4 Diseño de circuito chopper.

Donde usamos: • • • • • • • • • •

1 MOSFET (if540) [M1] 1 𝐶𝐼 555 (configuración astable) 1 optoacoplador (4n25) 1 capacitor de 1µF@250v [C1] 1 resistencia 5.5kΩ [R1] −−→ valor real = 5.47kΩ 1 resistencia 15kΩ [R1] −−→ valor real = 14.96kΩ 1 resistencia 1.2kΩ [R1] −−→ valor real = 1.97kΩ 1 diodo Zener (1n4744) 1 potenciómetro de 250k [R2] −−→ valor real = 252kΩ 1 osciloscopio y puntas para osciloscopio (laboratorio)

Con la información ya analizada comenzamos a conectar (montar el circuito) basándonos en la (Imagen 4) con los materiales ya comentados anteriormente, así como también conectamos la alimentación y además se conectó la punta del osciloscopio en los lugares señalados para que nos proporcione información del comportamiento del nuestro circuito (Imagen 4).

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Imagen 5 Circuito armado en protoboard.

Para comenzar a utilizar el osciloscopio como regla reestablecemos a los valores de fábrica (Imagen 6) apoyados del manual del osciloscopio (Rigol, 2009), esto para evitar que se presentes fallas debido a información de prácticas anteriores, Ya teniendo reseteado él osciloscopio se realiza la calibración de las puntas, para evitar fallas por ruido en la señal, esto también se hace siguiendo las instrucciones del manual.

Imagen 6 Pasos para reestablecer valores de fábrica (Rigol, 2009).

Como primer paso antes de montar el circuito de la (Imagen 4) se implementó el circuito del 555 en modo astable (Imagen 7) para este circuito se utilizaron diodos de alta velocidad 1N4148 (Semiconductors, 2004 Aug 10) los cuales son adecuados para este diseño ya que se requiere una frecuencia de salida en el 555 de 420𝐻𝑧.

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Imagen 7 circuito esquemático para 555 en modo astable.

Donde usamos: • • • • • • •

1 resistencia 2.2kΩ [R1] −−→ valor real = 2.18kΩ 1 potenciómetro 20kΩ [R2] −−→ valor real = 19.30kΩ 1 resistencia 1kΩ [R3] −−→ valor real = 996Ω 1 capacitor de 0.1µ𝐹 [C1] 1 capacitor de 470µ𝐹 [C2] 2 diodos 1n4148 1 led

Imagen 8 circuito implementado para el 555 en modo astable.

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Al tener montado el circuito en la protoboard se procedió a medir la salida del 555 (pin 3 output), lo cual nos arrojó en el osciloscopio un PWM con un tiempo mínimo en alto (Imagen 9) es decir cuando se tiene el potenciómetro en el mínimo valor y al girar el potenciómetro hasta llegar a su valor máximo nos arrojó la (Imagen 10) que muestra el PWM en alto durante todo el tiempo:

Imagen 9 Tiempo mínimo en alto del PWM.

Imagen 10 Tiempo máximo en alto del PWM.

Al tener este circuito funcionando se procedió a implementarlo en la etapa del PWM del circuito de la imagen (Imagen 4) el cual fue mostrado anteriormente en la (Imagen 5). En este circuito se pudo apreciar que cuando el PWM está en alto durante un lapso pequeño de tiempo (ver Imagen 9 para tener una referencia de esta descripción) se entrega menor corriente al foco ya que los pulsos generados por el PWM que se entregan al optoacoplador hacen que solo encienda por periodos muy cortos y por consecuencia el foco no encenderá o encenderá muy poco ya que el MOSFET no se encuentra saturado o se encuentra pocamente saturado (se puede hacer una analogía usando un led junto con un 555 en modo astable, ya que si esto mismo pasa el led

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encenderá muy poco), si por lo contrario se entrega un PWM que este todo el tiempo en alto al optoacoplador el foco encenderá en su totalidad ya que el MOSFET estará mas saturado. En nuestro caso en donde el ancho de pulso es muy angosto por consiguiente el foco encenderá muy poco (Imagen 12) y al medir esto con el osciloscopio en el MOSFET (como se muestra en la Imagen 4) se mostrara en este la siguiente (Imagen 11):

Imagen 11 Señal mínima entregada al foco.

Imagen 12 Foco encendido al mínimo.

En el caso contrario cuando se gira el potenciómetro hasta tener que el PWM se entregue durante todo el tiempo al optoacoplador se observará que el foco enciende en su totalidad (Imagen 14) ya que el opto-diodo estará encendido durante más tiempo, y esto también se puede medir en el osciloscopio como se muestra en (Imagen 13).

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Imagen 13 Señal máxima entregada al foco.

Imagen 14 Foco encendido al máximo.

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Resultados. Dado que todas las medidas están afectadas por un error experimental, se debe constar cada resultado obtenido y realizar el cálculo de error relativo porcentual, esto como indicador de calidad de una medida, este error viene dado por la ecuación: 𝑣𝑎𝑙𝑜𝑟 𝑟𝑒𝑎𝑙 − 𝑣𝑎𝑙𝑜𝑟 𝑐𝑎𝑙𝑐𝑢𝑙𝑎𝑑𝑜 𝐸𝑟𝑟𝑜𝑟 = | | ∗ 100 𝑣𝑎𝑙𝑜𝑟 𝑟𝑒𝑎𝑙 A continuación, se muestran los datos obtenidos mediante el cálculo si como los datos medidos durante la realización de la práctica. La () muestra el error relativo de nuestros datos calculados contra los datos reales de nuestro circuito chopper. variables Capasitor (µF) Resistencia R1 (Ω) Resistencia R2 (Ω) Resistencia R3 (Ω) Vin (volts)

Calculado 1.00E-06 5.5E+03 1.20E+03 1.50E+04 127

Real 1.00E-06 5.47E+03 1.19E+03 1.60E+04 125.7

calculado - Real 0 -30 -8 982 -1.3

calculado-Real/Real

Error relativo porcentual

0 -0.005484461 -0.006711409 0.061444125 -0.010342084

0 0.548446069 0.67114094 6.144412464 1.034208433

Tabla 1Error relativo de nuestros datos para el circuito chopper.

variables Capasitor (µF) Resistencia Ra (Ω) Resistencia Rb (Ω) Vin (volts) Frecuencia (Hz) Th(ms) TL(ms)

Calculado 1.00E-06 2.20E+03 2.00E+04 15 420 1.26E-03 1.13E-03

Real 1.00E-06 2.18E+03 2.00E+04 15.0 341.9 1.54E-03 1.39E-03

calculado - Real 0 -20 -46 0.02 -78.06 0.000278 0.000256

calculado-Real/Real

Error relativo porcentual

0 -0.009174312 -0.002305302 0.001331558 -0.228285664 0.180754226 0.184704185

0 0.917431193 0.23053022 0.133155792 22.82856642 18.07542263 18.47041847

Tabla 2 Error relativo de nuestros datos para el circuito del 555 en modo astable.

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Cálculos realizados Anexo 1 C á l c u lo loss p a r a e l 555 ( m o d o a s t a b l e ) Los siguientes cálculos se realizaron durante la clase, los cuales se utilizaron para el desarrollo de nuestra práctica. Cálculo de 𝑉𝑥:

𝑉𝑥 = 177.9 − 17.79 = 160.1𝑣

Para el cálculo del PWM que muestreara 7 veces la señal de entrada se tiene que:

7 ∗ 60𝐻𝑧 = 420𝐻𝑧 𝑇𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙 =

1 1 = 2.38𝑚𝑠 = 420 𝑓

Como se debe conocer también el comportamiento del PWM donde el 𝑇𝑡𝑜𝑡𝑎𝑙 = 𝑡𝐻 + 𝑡𝐿 donde 𝑡𝐻 es el tiempo en alto del PWM y 𝑡𝐿 es el tiempo en bajo de este como ya conocemos de la ecuación el tiempo total solo despejamos 𝑅𝑎 + 2𝑅𝑏 y el valor del capacitor lo fijamos en 0.82µ𝑓 por lo que: 𝑅𝑎 + 2𝑅𝑏 =

2.38𝑚𝑆 = 42.05𝑘𝛺 0.693(.082𝑢𝐹)

Como se puede apreciar que se tiene dos veces el valor de 𝑅𝑏 entonces este valor se toma como la mitad y además se sabe que 𝑅𝑎...