5 Uebung Resonanzwandler PDF

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Sommersemester...

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Institut für Elektrische Maschinen, Antriebe und Bahnen Prof. Dr.-Ing. R. Mallwitz

ANGEWANDTE LEISTUNGSELEKTRONIK ÜBUNG RESONANZWANDLER

Inhalte:

 Grundlagen  Schaltentlastung o Auslegung und Simulation einer RCD-Schaltentlastung  Klassifizierung von Resonanzschaltungen o Resonanzwandler o Quasi-Resonanzwandler o Auslegung und Simulation eines Resonanzwandlers

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Grundlagen

In gesteuerten Leistungshalbleitern treten neben den statischen Durchlassverlusten auch die sogenannten Schaltverluste auf. Diese entstehen immer dann, wenn ein stromführender Halbleiter abgeschaltet oder ein Sperrspannung tragender Halbleiter eingeschaltet wird. Man spricht hierbei vom „harten Schalten“. Während des Kommutierungsvorganges liegen dann zeitgleich Strom und Spannung an dem schaltenden Bauteil an, sodass für kurze Zeit sehr hohe Verlustleistungen umgesetzt werden. Diese Zusammenhänge wurden in der Übung "Kühlung" zur Vorlesung "Grundschaltungen der Leistungselektronik" ausführlich beschrieben und sollen im Folgenden zusammengefasst dargestellt werden: Anhand der Betrachtung einer IGBT-Halbbrückenschaltung kann die Entstehung von Schaltverlusten beim sogenannten "harten Schalten" erläutert werden. Entsprechend der Abbildung kann die betrachtete Halbbrücke dabei sowohl als Teil eines 4-Quadrantenstellers oder in einer B6-Brücke zur Speisung einer 3-phasigen Last verwendet werden. Bei beiden Einsatzvarianten wird der Mittelabgriff (Lastabgang L) der Halbbrücke durch abwechselndes Schließen des Oberschalters S1 und des Unterschalters S2 entweder mit dem (+) oder dem (-)-Anschluss der Zwischenkreis-Gleichspannung UZK verbunden. Gleichspannungszwischenkreis

IGBT-Pulswechselrichter Last z.B. Motor

UZK

Halbbrücke

is

(+)

iC uCE UZK

Oberschalter S1, D1

us L

is Last Unterschalter S2, D2

(-)

is UZK

Fließt beispielsweise ein positiver Laststrom aus dem Lastabgang, sind nur zwei stationäre Schaltzustände (Z1) und (Z2) möglich. Im Zustand (Z2) ist der Oberschalter-IGBT eingeschaltet und führt den Laststrom, der für den betrachteten Zeitpunkt den Wert Is besitzt. Ist der Oberschalter geöffnet, kann der Laststrom bei gleicher Stromrichtung nur durch die Diode D2 des Unterschalters fließen (Zustand Z1). Beim Wechsel zwischen den beiden Zuständen, also dem Schalt- oder Kommutierungsvorgang (K), entstehen Schaltverluste, da in dieser Zeit über den schaltenden Halbleitern hohe Spannung anliegt, während gleichzeitig der volle Strom fließt. Dies bedeutet kurze Verlustleistungsspitzen großer Amplitude. In der folgenden Abbildung sind die idealisierten Stromund Spannungsverläufe für diese Schaltvorgänge dargestellt: 2

Der Wechsel vom Zustand (Z1), bei dem der Laststrom durch die Diode des Unterschalters fließt, in den Zustand (Z2) wird erreicht durch das Einschalten des oberen IGBTs S1. Beim Einschalten kommutiert der Strom zunächst auf den einschaltenden IGBT, bevor die zuvor leitfähige Diode D2 Sperrspannung aufnimmt. Beim Abkommutieren des Stromes von der Diode treten zusätzlich noch Verluste durch den sogenannten Rückwärtserholstrom der Diode auf. Beim Ausschalten des IGBT, also dem Wechsel vom Zustand (Z2) in den Zustand (Z1), muss der ausschaltende IGBT S1 zunächst Sperrspannung aufnehmen, bevor die Diode D2 den Strom übernimmt. In der Abbildung ist zusätzlich noch die Verlustleitung Pv als Produkt von Strom durch den Halbleiter und der Spannung über dem Halbleiter dargestellt. Integriert über ein Zeitintervall können so die einzelnen Verlustenergien Eon und Eoff für die Halbleiter ermittelt werden.

(Z1)

(K)

(Z2)

(Z1)

(K)

iC U ZK

S1

D1

(Z1)

U ZK Is

uCE

Is uF

S2

t2

t0

D2 U ZK Is

IGBT S1

iF

t4

uF Diode D2

trr

uCE S1

Îrr

D1

(Z2)

Is U ZK

S2

t1

Q rr

t3

D2

Eon,T t0

Eoff,D t2

t

t5

t4

Einschalt- Ausschaltverluste verluste Diode IGBT

Pv

t

t5

Ausschaltverluste IGBT Durchlassverluste IGBT

Durchlassverluste Diode

Eoff,T t4

t5

t

Die Beanspruchung des Halbleiters durch die Schaltverluste während der Kommutierungsphasen (K) kann anschaulich durch eine Ortskurve dargestellt werden, in der der Strom durch den Halbleiter über der Spannung am Halbleiter aufgetragen wird. Das Produkt dieser beiden Größen repräsentiert die Verlustleistung und die Fläche unterhalb der Ortskurve die gesamte Verlustenergie während des Kommutierungsvorgangs. Ohne Berücksichtigung ohmsch/induktiver Spannungsabfälle im Kommutierungspfad und ohne Rückwärtserholstrom der Dioden würden Ein- und Ausschaltvorgang auf identischen rechteckförmigen Ortskurven verlaufen. Die Berücksichtigung dieser Effekte führt zu der dargestellten Ortskurve für reales "Hartes" Schalten. Die Schaltverluste führen zu Erwärmung und begrenzen beispielsweise die Taktfrequenz eines Wechselrichters oder DC/DC-Wandlers nach oben. Um zwecks Wirkungsgradsteigerung oder Schaltfrequenzerhöhung die Schaltverluste zu reduzieren können resonant schaltende Topologien eingesetzt werden. 3

„Hartes“ Schalten (idealisiert)

iC

„Weiches/resonantes“ Schalten

„Hartes“ Schalten (real)

Einschalten

IS

Einschalten

iC IS

Ausschalten

iC IS

Einschalten

Ausschalten Ausschalten

UZK u CE

UZK u CE

UZK u CE

Ziel aller dieser Topologien ist es, das gleichzeitige Auftreten von Strom- und Spannung während des Schaltens zu vermeiden. Man spricht dabei vom „weichen Schalten“, wenn die Leistungshalbleiter in einem Spannungs- oder Stromnulldurchgang schalten.

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Schaltentlastung

Schaltentlastungsnetzwerke bestehen typischerweise aus passiven Bauelementen und Dioden und dienen dazu, Spannung oder Strom über einem schaltenden Bauelement während des Kommutierungsvorganges auf null zu halten. Die RCD-Beschaltung, die für Thyristoren und GTOs oft zwingend erforderlich ist, bewirkt ein stromloses Einschalten des Transistors T, indem die Induktivität L den Stromanstieg begrenzt, und ein Ausschalten bei niedriger Spannung, indem die Kapazität C den Anstieg der Sperrspannung begrenzt. L

D

R

T C

Mit dieser Schaltung können die im Halbleiter entstehenden Schaltverluste sowie Überspannungen über dem Transistor verringert werden. Leider werden die eingesparten Verluste aber beim Zurücksetzen der Schaltung im Widerstand R umgesetzt, sodass sich insgesamt keine Wirkungsgradverbesserung ergibt.

4

2.1 Aufgabe: Auslegung einer RCD-Schaltentlastung Ausgangssituation: Bei einer Serie eines einfachen Sperrwandlers mit 24 V Eingangsspannung, aufgebaut mit einem MOSFET mit 60 V Sperrspannung, kommt es regelmäßig zu Ausfällen aufgrund beschädigter Halbleiter. ip

ip,s

is

up LH

Uaus

ip

is

0

Ls

t

up

Uein

T 0

t

Gegeben:  Eingangsspannung: Uein = 24 V  Schaltfrequenz: fs = 100 kHz  Maximale Leistung: Pmax = 20 W  Pmax wird erreicht bei Betrieb an der Lückgrenze und Tastverhältnis 50 %  Die primärseitige Streuinduktivität des Trafos beträgt Ls = 1 µH und das Übersetzungsverhältnis Np/Ns = 1.

Gefragt: a) Wodurch kann der MOSFET zerstört werden? Was sind mögliche Fehlerursachen? b) Wie können Schaltüberspannungen begrenzt werden? Zeichnen Sie eine geeignete Beschaltung! c) Wie groß sind der maximale Primärstrom ˆi p (Verluste werden vernachlässigt) und die in der Streuinduktivität maximal gespeicherte Energie Emag? d) Legen Sie den Kondensator so aus, dass die Überspannung am MOSFET maximal 10 V beträgt. Der Kondensatorentladestrom soll durch den Entladewiderstand zunächst auf 3 A begrenzt werden. Welcher Widerstandswert ist hierfür erforderlich? Wie groß sind die Verluste im Widerstand? e) Worauf würden Sie bei einem Redesign der Schaltung besonders achten?

(Anm.: Simulationsmodell unter Stud.IP zur Kontrolle: "RCD Entlastung Sperrwandler.asc")

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zu a) Der MOSFET kann zerstört werden durch:   Mögliche Fehlerursachen sind somit:     zu b) Ein RCD-Snubber kann Abhilfe schaffen: is

ip up LH

us

Uaus

Ls Uein

D

R

T C

zu c) Um die in der Streuinduktivität gespeicherte Energie bestimmen zu können, muss zunächst der Spitzenwert des Primärstromes berechnet werden. Unter Vernachlässigung des Wirkungsgrades gilt für den angegebenen Betriebspunkt:

Für die Energie der Streuinduktivität folgt damit:

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zu d) Die Eingangsspannung und die Gegenspannung des Transformators wirken während des Freilaufs wie eine Gleichspannungsquelle von ca. 2Uein. Auf diese Sperrspannung über dem MOSFET von 48 V wird auch der Kondensator aufgeladen. Danach hält die Streuinduktivität den Strom noch eine Zeit lang aufrecht und lädt den Kondensator weiter. Der Kondensator muss die entstehende Überspannung begrenzen, indem er die Energie der Streuinduktivität aufnimmt. Er darf sich dabei in diesem Beispiel um weitere 10 V auf ca. 58 V aufladen. Für die Kapazität erhält man damit:

Beim Wiedereinschalten des Transistors wird der Kondensator über den Widerstand R entladen. R muss so dimensioniert werden, dass einerseits der zusätzliche Strom durch T nicht zu groß wird, andererseits der Kondensator zügig entladen wird. Lässt man zunächst einen Entladestrom von 3 A zu, erhält man:

Dieser Wert liegt bereits im Bereich der maximalen Einschaltzeit. Es muss daher ein kleinerer Widerstand verwendet werden. Es ist zu prüfen, ob der MOSFET den Entladestrom verkraftet. Die Verluste im Widerstand belaufen sich auf etwa:

zu e)

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3

Klassifizierung von Resonanzschaltungen

Es sind diverse resonante und quasi-resonante Umrichtertopologien für unterschiedliche Einsatzfelder bekannt. Sie lassen sich systematisch nach dem Einbauort der Resonanzelemente in folgende Kategorien einordnen:  Resonanzwandler, Resonanzelemente in der Last  Quasi-Resonanzwandler, Resonanzelemente in der Halbbrücke

3.1 Resonanzwandler Resonanzwandler können mit einfachen Serien- oder Parallelschwingkreisen oder Schwingkreisanordnungen höherer Ordnung ausgeführt sein. Durch entsprechende Anordnung der Schwingkreiselemente besteht die Möglichkeit, dass die Leistungshalbleiter entweder im Spannungsnulldurchgang (ZVS) oder Stromnulldurchgang (ZCS) geschaltet werden. Kennzeichnend ist, dass die Schwingkreiselemente lastseitig angeordnet sind. Dadurch entstehen Einschränkungen bezüglich der Ausgangssignalformen: Bei einem einfachen Reihenschwingkreiswechselrichter können beispielsweise nur Ausgangswechselspannungen mit einer festen Frequenz erzeugt werden. Eine Modulation kann nur mittels Pulsfolgesteuerung erfolgen, sodass einzelne Sinushalbwellen mit zwischenzeitlichen Pausen generiert werden. Resonanzwandler eignen sich dadurch in erster Linie für DC/DC-Wandler oder Induktionsheizer. Eine häufig verwendete Variante ist der ZCS-Serien-Resonanzwandler in Vollbrückenschaltung oder Halbbrückenschaltung bei dem Lr und Cr im Lastpfad angeordnet sind. Die Spannung über den Leistungshalbleitern kann beim Ein- bzw. Ausschalten zwar rechteckförmig springen, aber der Strom ist zuvor nach Beendigung eines Umschwingvorgangs zu Null geworden, sodass ZCS gewährleistet ist (Simulationsmodelle unter Stud.IP: "ZCS SerienResonanzVoll.asc" und "ZCS SerienResonanzHalb.asc").

Np:Ns

iLr Uein

iLr Uaus

Lr Cr

Uein

Lr Cr

Bsp. für ZCS-Serien-Resonanzwandler in Vollbrückenschaltung (links) und Halbbrückenschaltung (rechts)

Als Alternative zum ZCS-Resonanzwandler wird durch Parallelschalten eines Kondensators zum schaltenden Leistungshalbleiter das spannungslose (ZVS) Schalten angestrebt. Diese Kondensatoren verhindern ein Springen der Spannung, da sie bei jedem Schaltvorgang zunächst erst umgeladen werden müssen (Simulationsmodell unter Stud.IP: "ZVS SerienResonanzHalb.asc").

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Cr

½Uein

iLr Lr

Uein ½Uein

Uaus

Cr

Bsp. für ZVS-Serien-Resonanzwandler in Halbbrückenschaltung

3.2 Quasi-Resonanzwandler Nachteilig bei den Resonanzwandlern ist, dass bei Anordnung der Resonanzinduktivität Lr im Lastpfad deutliche Einschränkungen bezüglich des Laststromverlaufs bestehen – z.B. kann lastseitig kein DC-Strom erzeugt werden. Besonders wenigen Einschränkungen bezüglich des möglichen Betriebes unterliegen weich schaltende Umrichterkonzepte, bei denen die Resonanzelemente in den Halbbrücken, aber nicht mehr lastseitig angeordnet sind. Auch hier besteht die Möglichkeit, dass die Leistungshalbleiter entweder im Spannungsnulldurchgang (ZVS) oder Stromnulldurchgang (ZCS) geschaltet werden. Besonders intensiv wurde am Institut für Elektrische Maschinen, Antriebe und Bahnen der „Auxiliary Resonant Commutated Pole Inverter (ARCPI)“ untersucht, bei dem die Kommutierungsvorgänge von Hilfsschaltern unterstützt werden.

½UZK

UZK

Th

To

Cr Lr

iaus

iaus

LLast

LLast ½UZK

Th

Tu

Cr

Der Kommutierungsvorgang läuft bei positivem Ausgangsstrom und zunächst eingeschaltetem Oberschalter folgendermaßen ab:  Der Oberschalter schaltet ab und wird durch die Resonanzkondensatoren entlastet, d.h. die Spannung über dem Schalter steigt verzögert an (ZVS).  Der Umladevorgang der Resonanzkondensatoren kann bei kleinem Ausgangsstrom mittels der Hilfsschalter Th beschleunigt werden.  Wenn die Resonanzkondensatoren umgeladen sind, d.h. die Spannung über dem Unterschalter zu Null geworden ist, wird dessen Diode leitend und übernimmt den Laststrom (ZVS).  Zum Wiedereinschalten des Oberschalters werden die Hilfsschalter stromlos eingeschaltet (ZCS), um in Lr Strom aufzubauen. 9

 Wenn der Strom im Hilfszweig den Laststrom übersteigt, sperrt die Diode des Unterschalters (ZCS) und die Spannung über den Resonanzkondensatoren wird umgeladen.  Ist die Spannung über dem Oberschalter zu Null geworden, kann dieser im Spannungsnulldurchgang (ZVS) eingeschaltet werden. Die Vorteile dieser Topologie sind, dass die Halbbrücken unabhängig voneinander zu beliebigen Zeitpunkten schalten können. Die Resonanzkondensatoren wirken wie ein integriertes du/dt-Filter. Die Schwierigkeiten liegen beim ARCPI im Bereich der Ansteuerung der Hilfsschalter. Es muss stets gewährleistet werden, dass genügend Energie zum Abschließen des Umschwingvorganges in der Drossel Lr gespeichert wird. Auch die Symmetrierung des geteilten Zwischenkreises muss gewährleistet werden.

3.3 Aufgabe: Auslegung eines ZCS-Gegentaktwandlers in Halbbrückenschaltung Ein Schaltnetzteil mit 360 V Zwischenkreisspannung soll 6 V Ausgangsspannung liefern. Es soll ein Resonanz-Gegentaktwandler in Halbbrückenschaltung zum Einsatz kommen. Gefragt: a) Zeichnen Sie das Schaltbild eines ZVS-Gegentaktwandlers in Halbbrückenschaltung! b) Wieso wird bei dieser Schaltung ZVS erreicht? c) Zeichnen Sie nun das Schaltbild des Gegentaktwandlers in Halbbrückenschaltung, so dass ZCS erreicht wird! d) Im Folgenden sind für diese Variante die prinzipiellen Verläufe des Resonanzdrosselstroms und der Spannung am Resonanzkondensator dargestellt. Welchen Dachwert erreicht die Spannung uCr?

iLr

0

t

uCr

0

t

e) Die Schaltung soll mit einer Schaltfrequenz von 200 kHz betrieben werden. Wie lange darf ein Resonanzvorgang maximal dauern? f) Legen Sie für diesen Fall die Resonanzdrossel aus, wobei der Resonanzkondensator mit einen Wert von 4,8 nF gegeben ist. 10

zu a)

zu b) Beim abwechselnden Einschalten der Transistoren werden Umschwingvorgänge gestartet, die jeweils zum Umladen der beiden Resonanzkondensatoren führen. Dadurch wird die Spannung an den Transistoren jeweils vor dem Ein- und Ausschalten zu Null, so dass ein Nullspannungs-Schalten (ZVS) ermöglicht wird. Der Resonanzkreis wird aus der Parallelschaltung der beiden Resonanzkondensatoren Cr in Reihe mit der Resonanzdrossel Lr gebildet. Da der Umladestrom nur ein Teil des Laststroms durch Lr ist, wird die Glättungsdrossel auf der Sekundärseite zur Aufrechterhaltung des Laststroms benötigt, um jederzeit ein vollständiges Umladen der Resonanzkondensatoren zu gewährleisten.

zu c)

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zu d)

zu e)

zu f)

(Anm.: Simulationsmodell unter Stud.IP zur Kontrolle: "ZCS SerienResonanzHalb360V.asc")

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